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　　根據采樣信號的不同,采樣可分為直流采樣和交流采樣兩大類。直流采樣算法簡單、便于濾波,但維護復雜、延時較長、無法實現實時信號采集,因而在電力系統中的應用越來越受到限制。交流采樣實時性好、相位失真小、投資少、便于維護,其缺點是算法復雜、對A/D轉換速度和CPU處理速度的要求較高[2]。隨著微機技術的發展,交流采樣有逐步取代直流采樣的趨勢。近年來,各種集成化單片DSP的性能得到很大的改善,價格大幅度下滑,越來越多的單片機用戶開始選用DSP器件來提高產品性能。本文以TI公司新推出的2000系列DSP (TMS320F2812)為例探討DSP在電力系統交流采樣中的應用。

　　1 總體設計

　　勵磁裝置的電量采集除發電機定子機端電壓、電流外,勵磁電壓、勵磁電流及母線電壓也需一并考慮在一起,共九路模擬量。為了提高可靠性,還需加上第二組儀表PT時,則要采集的模擬通道數將增加為12路。因此需要從采樣精度、速度及經濟成本等多個方面權衡,選擇合適的采樣方式和采樣頻率,并注意強弱電的隔離和電磁干擾,從而確定最終的軟、硬件設計和元器件選擇。參考文獻[4]中詳細地分析了影響軟件同步采樣精度和硬件同步采樣精度的因素及改進措施。本系統采樣模塊利用硬件同步采樣方式,并通過硬件鎖相環同步環節直接控制采樣保持電路來獲得更高的同步精度。為了使采樣信號f *(t)能反映被采樣的模擬信號f(t), 采樣頻率必須滿足采樣定理,即采樣頻率fs必須大于模擬量所含最高次有效諧波頻率fmax的兩倍。實際采樣時一般使fs≥10fmax, 以保證采樣信號能夠準確地代表被采樣的模擬信號。采樣頻率過高時,會增加處理器的負擔,影響實時性。本系統設計時初步定為40點,即采樣頻率為2kHz左右。

圖1 交流采樣模塊硬件結構框圖

　　2 采樣系統的硬件設計

　　交流采樣模塊的硬件結構如圖1所示,它包括隔離變換電路、通道選擇電路、限幅電路、同步方波變換電路、模/數轉換及控制電路等。

　　隔離變換電路中利用帶有磁補償的霍爾傳感器將相關PT、CT送來的電壓、電流信號轉換為同波形A/D通道允許的弱電電壓信號。通道選擇電路利用兩片2選1模擬多路選擇器MC14053B,通過不同的編址選出不同的A、B兩組,同時采樣六通道模擬量。這兩部分電路比較簡單,不予詳述。

　　2.1 限幅電路

　　在模/數轉換中,如果A/D轉換器損壞,檢測和控制的功能就不能實現。出于安全考慮,在A/D轉換器前采用限幅電路,以保障系統的A/D轉換器安全。傳統的限幅器如齊納二極管限幅器、穩壓管反向限幅器、橋式限幅器等,都是利用二極管的擊穿特性限幅。在擊穿區由于二極管內阻并不為零,并有漏電流存在,所以穩壓值并非恒定而且不易調節。本系統所設計的限幅電路如圖2所示,設定UR=±2.5V,由TL431提供高精度的基準電平。

　　圖2 雙向限幅電路

　　2.2 同步方波變換電路及頻率采樣

　　為了保證勵磁裝置采樣的精度,必須使采樣頻率具有快速的自適應能力,同步跟蹤機端電量的頻率變化。 如圖3 所示,所設計的同步方波變換電路由遲滯電壓比較電路、高速光耦、鎖相倍頻電路和脈沖整形電路組成。其中,由U1A (LM339的1/4)和Q1 (9012) 組成的遲滯比較電路將正弦波輸入信號變為0～5V的同頻率方波信號,同時利用遲滯電壓特性消除輸入信號在過零點可能出現的抖動現象。高速光耦6N137把模擬部分和數字部分電路隔離開,同時進一步隔離了強弱電之間的電氣連接。鎖相倍頻電路由鎖相環電路U2(CD4046)和十進制分頻電路CD4017組成,按每周波采樣40點計算,兩片CD4017完成40分頻。由于鎖相環的相位負反饋作用,當鎖相環鎖定時(D5為鎖定指示燈),U6_7 的輸出信號與U2_14的輸入信號同步,也即與正弦輸入信號同步,此時U2_4的輸出信號頻率為正弦信號頻率的40倍,并且跟隨其同步變化。

U6_7輸出的同步信號經分壓后,被送入TMS320F2812的捕獲模塊CAP1,用于頻率的測量,以滿足勵磁控制中后續的電力系統穩定器(PSS)和V/F限制的需要。U2_4輸出的同步倍頻信號經CD4528脈寬整形后得到合適的脈沖信號,作為A/D采樣保持的觸發信號。本采樣模塊通過硬件鎖相同步,避免了軟件同步中的中斷響應時間不確定性,可以獲得更高的同步精度。如果需要改變每周波采樣的點數,僅需改變CD4017引腳復位的連線即可。

　　圖3 同步方波變換及鎖相環倍頻電路

　　2.3 模/數轉換及控制電路

　　TMS320F2812芯片上有一個12位、轉換頻率為25MHz的A/D轉換器,其前端為兩個8選1的多路切換器和兩路同時采樣/保持器,在要求不很高時完全可利用其構成同步順序采樣電路,或者增加外部采樣保持器后構成同步采樣。考慮到發電機勵磁控制裝置電量檢測的重要性和其對電量采集精度、速度的較高要求,本系統采樣模塊中選用了外置的六通道16位模/數轉換器ADS8364。其內部包括六個高速采樣-保持放大器、六個高速ADC、一個參考電壓源及三個參考電壓緩沖器,可以提供250kSPS的同步采樣率,還可提供具有超低功耗(69mW/每通道)的所有六個輸入通道的轉換,這樣使得所有通道的單位成本均較低[5]。并且六個通道的數據輸出接口電壓介于2.7V到5.5V之間,便于與DSP直接接口,省去了中間的電平轉換。六個完全獨立的ADC可大大提高硬件整體的并行處理速度, 在 50kHz輸入信號下仍可保證大于80dB的卓越共模抑制能力,特別適合于諸如發動機控制及能量轉換等高干擾環境中。圖4所示為模/數轉換及控制電路,ADS8364的每通道的差分輸入V+IN都需經比例運算放大器和電平自舉電路將雙極性交流信號轉換為0～5V的信號。A/D轉換器的最大時鐘頻率為5MHz,由TMS320F2812的PWM1口提供,ADD和BYTE位設為低電平,IOPF0控制ADS8364的復位啟動,三對(六通道)采樣保持觸發信號來源于同步倍頻的輸出信號HOLD,每對通道轉換完畢后由EOC向XINT1發出外部中斷請求,TMS320F2812響應中斷請求后,通過地址線選通對應通道,將轉換所得數據由數據線讀入。

　圖4 模/數轉換及控制電路

　　圖5 同步采樣軟件主程序流程圖

　　3 采樣系統的軟件設計

　　本采樣系統的軟件結構較為復雜,涉及的算法也較多,為了便于調試和維護,軟件設計遵循模塊化、自頂向下、逐步細化的編程思想。軟件采用C語言和匯編語言混合編程,主要軟件可劃分為主程序、采樣中斷服務子程序、頻率捕獲中斷服務子程序三大模塊。圖5所示是主程序流程圖,軟件的工作過程是:系統上電復位后,首先按照所選定的模式(調試時為Jump to H0 SRAM模式,實際應用時為Jump to Flash模式)自舉加載程序,跳轉到主程序入口;然后進行相關變量、數據緩沖區、控制寄存器、狀態寄存器的初始化;調用事件管理器EV初始化程序,設定PWM1的周期(5MHz)、占空比,捕獲單元CAP1時基T2的輸入時鐘分頻數、周期,并啟動T1、T2;初始化外設擴展中斷PIE,使能所用到的外部中斷XINT1和捕獲中斷,清中斷標志位,開全局中斷;而后復位并初始化外部的ADS8364,等待外部中斷,在中斷服務子程序中將A/D轉換后所得數據讀入所分配的數據緩沖區,待周波采樣完畢后,根據原通道采樣物理量(交流、直流)調用不同的數字濾波程序,對數據處理后,調用各計算子程序,計算所需的有效值、有功功率、無功功率、功率因數、平均值。采樣中斷子程序和頻率捕獲中斷服務子程序的流程圖如圖6所示,其中頻率捕獲中斷的時基精度為0.43μs。TMS320F2812為定點DSP,為了提高運算的精度和速度,軟件設計中充分利用TI 公司提供的IQmath Library 以實現浮點運算與定點程序代碼的無縫接口,簡化了程序的開發,并大大提高了程序運行的實時性[6]。

　　(a) A/D轉換中斷服務子程序流程圖

　　(b) 頻率捕獲中斷服務子程序流程圖

　　圖6

　　本文所設計的同步采樣模塊已經通過各種功能測試,達到了預期的目標。該方案的硬件設計和軟件編程對提高能源、冶金等行業中多通道電量同步采集的速度和精度有一定的借鑒意義。其中的子程序具有良好的可移植性,對其它DSP應用系統的設計也有一定的參考價值。