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　　摘要：用載波移相PWM和功率單元級聯來實現多電平逆變器，其技術難點在于如何實現大量的PWM控制信號。在分析多電平逆變器拓撲結構和控制策略的基礎上，針對載波移相PWM的控制方法，本文提出基于DSP&CPLD的載波移相多電平PWM的實現方案，最終完成一套七電平逆變器的設計。
關鍵詞：載波移相；多電平；PWM

　　Abstract: Carrier phase-shifted PWM and power unit cascaded to achieve multi-level inverter, its technical difficulty is how to produce so many PWM control signals. Based on the analysis of multi-level inverter topology and control strategy and the carrier for phase-shifted PWM control method .it is proposed in this paper based on the DSP & CPLD that carrier phase-shifted PWM multi-level inverter,eventually completed a seven-level inverter design.

　　Key words: carrier phase-shifting multilevel PWM

　　1 引言

　　隨著電力電子技術和電力半導體技術的迅速發展，中壓大功率傳動設備在石油化工、礦山開采、軋鋼和冶金、運輸等領域得到了廣泛的應用，不僅提高了資源的利用率，同時還降低了生產的成本，其中變頻器扮演著重要的角色。雖然其電路的拓撲結構和控制技術已經比較成熟，但多電平技術的研究仍備受大家的關注。多電平技術避免了器件的直接串聯，具有輸出電壓高，諧波含量低，電壓變化率小，開關頻率低等優點。多電平技術實現的關鍵在于如何實現大量的SPWM控制信號。本文針對這個問題進行研究和探討，利用DSP和CPLD兩大控制器來實現多電平SPWM，并最終給出實測波形圖。

　　2 總體設計方案

　　2.1單元串聯多電平變頻器拓撲結構介紹

　　單元串聯多電平變頻器的拓撲結構簡單，易于模塊化，可以根據系統對輸出電壓、電平數的要求確定功率單元的級數。如圖1所示，七電平H橋串聯逆變器拓撲結構圖，其單相電壓是由三個功率單元組成，每個功率單元均為H橋逆變電路結構，輸出端依次串聯在一起，并利用SPWM信號控制功率單元中開關器件的通與斷（即控制功率單元的輸出），最終實現多電平電壓的疊加輸出。

　　2.2載波移相控制理論

　　一般來說，N電平的逆變器調制，需要N-1個三角載波。移相載波調制法中，所有三角波均具有相同的頻率和幅值，但是任意兩個相鄰載波的相位要有一定的相移，其值為
                              
       

 （1）

　　調制信號通常為幅值和頻率都可調節的三相正弦信號。通過調制波和載波的比較，可以產生所需要的開關器件的驅動信號[1]。

　　但在數字化實現中，載波移相法一般不是由一個調制波和一組經過相移的載波比較生成，而是由調制波和一個載波進行比較之后，再進行一定的延時得到各個功率單元的SPWM控制信號。在本系統中采用此種方法來實現多路SPWM的控制信號。
根據對以上概念的理解和分析，在本系統中，采用DSP+CPLD來完成多路SPWM控制信號的實現。其中由DSP控制器實現單相電壓中的第一級功率單元兩橋臂控制信號，并由CPLD來實現對這兩路控制信號的移相延時，進而實現單相電壓中各個功率單元的SPWM控制信號（即移相后信號）。系統原理框圖如下圖2所示：

    3 DSP控制部分

      DSP控制部分主要任務是實現單相電壓中第一級功率單元的兩路控制信號。如圖3所示，這兩路控制信號分別控制左橋臂Q1和右橋臂Q3兩開關器件的通與斷，為避免同一橋臂上的兩個開關器件同時導通，使Q2和Q4控制信號分別為Q1和Q3信號的互補信號，由于器件的動作需要一定時間，因此Q1和Q2、Q3和Q4信號間需要增加一定的死區延時時間，在本系統中，死區延時的時間由硬件完成。

　　功率單元左橋臂Q1的控制信號由三角載波與參考波（正弦波）比較得到，當參考波大于載波時，輸出高電平，Q1導通，Q2截止；反之，輸出低電平，Q1截止，Q2導通。Q1信號取反后得到Q2信號。左橋臂Q3的控制信號由互差180。的三角載波與參考波（正弦波）比較得到，當參考波大于載波時，輸出高電平，Q3導通，Q4截止；反之，輸出低電平，Q3截止，Q4導通。Q3信號取反后得到Q4信號。載波與參考波的比較過程參考圖4，兩橋臂控制信號的實測波形如圖5。將參考波分別向左移或向右移動120。并與三角載波相比較便可得到其它兩相電壓的第一級功率單元的控制信號。

　　根據對以上內容的分析，在本系統中采用了TI公司的DSP TMS320F2812作為該部分的控制核心。其內核為32位，運行速度可以達到150MIPS，足夠完成一些較復雜的控制算法。同時其有6路獨立的PWM輸出、2個異步串行通訊口、16通道12位AD輸入，內置了36K的RAM和256K的Flash存儲器，可以存放較大規模的程序。在主控制電路中，只需要在該DSP的基礎上配合一些簡單的外圍電路即可實現所需的6路SPWM控制信號。

    4 CPLD控制部分

　　CPLD控制部分主要任務是對第一級功率單元H橋左、右橋臂控制信號進行移相（即上文所提到的延時），進而得到以后各級功率單元的左、右橋臂的控制信號。該部分設計的關鍵是信號的邊沿檢測和移相延時兩部分。如下圖6所示，首先，CPLD對SPWM進行邊沿信號檢測，當檢測到上升沿（或下降沿）到來后，再進行Td時間的延時，最后輸出置1（或0），以達到移相的目的。

　　邊沿信號檢測可以利用邊沿觸發的觸發器去檢測上升沿或下降沿，但是這種方式對于邊沿的檢測過于敏感，系統中的一個尖峰干擾將會導致邊沿檢測的誤判，為解決這個問題，我們進行多次采樣，比較前后幾次采樣的結果，再來判別邊沿是否到來。這種方法對抗干擾起到了一定的作用，增強了系統的健壯性、穩定性。

　　移相延時部分最重要的是對延時時間的選擇，延時時間長或短都會影響到系統的性能，本設計中，第二級功率單元的延時時間根據公式（2）（公式內容僅供參考）計算得到（以后各級功率單元的延時時間相應的增加Td即可）：
                      
       （2）    
  
　　其中， 為三角載波頻率，N為逆變器輸出電平數。

　　經過CPLD移相后，A相三個功率單元的左橋臂控制信號如下圖7所示，第一級功率單元的輸出如圖8，圖9是A相三個功率單元輸出疊加后的波形。

　　利用DSP和CPLD相結合的方法實現載波移相多電平PWM，使單元級聯型多電平技術變得更加模塊化，同時使產品的升級變得更簡單化。例如，產品由七電平設計改為九電平設計（或十一電平、十三電平等），不需要改變DSP中的程序，也不需要改變DSP部分的硬件電路設計，只需要改變CPLD中Td的時間，并相應的增加兩路輸出即可。

　　5 總結

　　多電平技術的發展，需要能夠產生大量的PWM信號的控制器，但傳統的控制器只能提供6路PWM信號，遠不能滿足要求，即使控制器可以輸出多路控制信號，在產品升級換代的時候，仍需要更改大量的代碼，進行長期的調試等等，延長了產品上市的時間。為此本文設計了基于DSP+CPLD的載波移相多電平PWM實現的方案，該方案不僅可以輸出18路PWM信號，而且稍加修改便可以輸出24路、36路等更多路PWM信號，同時，其模塊化的設計思想使產品的升級換代變得更加容易，縮短了產品的上市時間。

　　參考文獻

　　[1] Bin Wu著（加拿大）,衛三民,蘇位峰,宇文博 譯.大功率變頻器及交流傳動.機械工業出版社.2008.

　　[2] 朱凌,劉濤,魯志平,王毅.基于DSP的載波移相多電平PWM實現方法.華北電力工程學報.2004, 31（5）:21-25.

　　[3] 李永東.交流電機數字控制系統.北京：機械工業出版社,2002.

　　[4] 何湘寧,陳柯蓮  編著.多電平變換器的理論和應用技術.機械工業出版社, 2006.